WikiDer > Двухпортовая сеть

Рисунок 1: Пример двухпортовой сети с определениями символов. Обратите внимание на состояние порта удовлетворяется: в каждый порт течет тот же ток, что и на выходе из этого порта.

А двухпортовая сеть (типа четырехтерминальная сеть или четырехполюсник) является электрическая сеть (цепь) или устройство с двумя пары клемм для подключения к внешним цепям. Два терминала составляют порт если токи, приложенные к ним, удовлетворяют основному требованию, известному как состояние порта: электрический ток входящий в один терминал ток должен быть равен току, выходящему из другого терминала того же порта.^[1][2] Порты представляют собой интерфейсы, через которые сеть соединяется с другими сетями, точки, где применяются сигналы или принимаются выходы. В двухпортовой сети часто порт 1 считается портом ввода, а порт 2 - портом вывода.

Модель двухпортовой сети используется в математической анализ схем методы изоляции частей больших цепей. Двухпортовая сеть рассматривается как "черный ящик"со свойствами, указанными матрица номеров. Это позволяет легко рассчитать реакцию сети на сигналы, подаваемые на порты, без учета всех внутренних напряжений и токов в сети. Это также позволяет легко сравнивать аналогичные схемы или устройства. Например, транзисторы часто рассматриваются как двухпортовые, которые характеризуются своими h-параметрами (см. Ниже), которые указаны производителем. Любые линейная цепь с четырьмя терминалами можно рассматривать как двухпортовую сеть при условии, что она не содержит независимого источника и удовлетворяет условиям порта.

Примеры схем, анализируемых как двухпортовые: фильтры, соответствующие сети, линии передачи, трансформаторы, и малосигнальные модели для транзисторов (таких как гибридная пи модель). Анализ пассивных двухпортовых сетей является результатом теоремы взаимности впервые выведен Лоренцем.^[3]

В двухпортовых математических моделях сеть описывается квадратной матрицей 2 на 2 сложные числа. Используемые общие модели называются z-параметры, y-параметры, h-параметры, g-параметры, и ABCD-параметры, каждый из которых описывается отдельно ниже. Все они ограничены линейными сетями, поскольку основное предположение их происхождения состоит в том, что любое данное состояние цепи является линейной суперпозицией различных состояний короткого замыкания и разомкнутой цепи. Обычно они выражаются в матричных обозначениях и устанавливают связи между переменными

${ displaystyle V_ {1}}$, напряжение на порту 1

${ displaystyle I_ {1}}$, ток в порт 1

${ displaystyle V_ {2}}$, напряжение на порте 2

${ displaystyle I_ {2}}$, ток в порт 2

которые показаны на рисунке 1. Разница между различными моделями заключается в том, какие из этих переменных считаются независимые переменные. Эти текущий и Напряжение переменные наиболее полезны на частотах от низких до умеренных. На высоких частотах (например, микроволновых частотах) использование мощность и энергия переменных является более подходящим, и двухпортовый подход ток-напряжение заменяется подходом, основанным на параметры рассеяния.

Общие свойства

Существуют определенные свойства двухпортов, которые часто встречаются в практических сетях и могут использоваться для значительного упрощения анализа. К ним относятся:

Взаимные сети

Сеть называется обратной, если напряжение, появляющееся на порте 2 из-за тока, подаваемого на порт 1, такое же, как напряжение, появляющееся на порте 1, когда тот же ток подается на порт 2. Обмен напряжением и током приводит к эквивалентному определение взаимности. Сеть, которая полностью состоит из линейных пассивных компонентов (то есть резисторов, конденсаторов и катушек индуктивности), обычно является взаимной, за исключением пассивных циркуляторы и изоляторы содержащие намагниченные материалы. В общем, это не будет быть взаимным, если он содержит активные компоненты, такие как генераторы или транзисторы.^[4]

Симметричные сети

Сеть считается симметричной, если ее входной импеданс равен выходному сопротивлению. Чаще всего, но не обязательно, симметричные сети также являются физически симметричными. Иногда также антиметрические сети представляют интерес. Это сети, в которых входное и выходное сопротивление являются двойники друг друга.^[5]

Сеть без потерь

Сеть без потерь - это сеть, не содержащая резисторов или других рассеивающих элементов.^[6]

Параметры импеданса (z-параметры)

Рисунок 2: z-эквивалент двух портов с отображением независимых переменных я₁ и я₂. Хотя показаны резисторы, вместо них можно использовать общие импедансы.

${ displaystyle { begin {bmatrix} V_ {1} V_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} z_ {11} & z_ {12} z_ {21} & z_ {22} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} I_ {1} I_ {2} end {bmatrix}}}$

где

${ displaystyle { begin {align} z_ {11} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {V_ {1}} {I_ {1}} } right | _ {I_ {2} = 0} qquad z_ {12} , { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {V_ {1}} { I_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0} z_ {21} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { Frac { V_ {2}} {I_ {1}}} right | _ {I_ {2} = 0} qquad z_ {22} , { stackrel { text {def}} {=}} , left . { frac {V_ {2}} {I_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0} end {align}}}$

Все z-параметры имеют размерность Ом.

Для ответных сетей ${ displaystyle textstyle z_ {12} = z_ {21}}$. Для симметричных сетей ${ displaystyle textstyle z_ {11} = z_ {22}}$. Для взаимных сетей без потерь все ${ Displaystyle textstyle г _ { mathrm {mn}}}$ чисто мнимые.^[7]

Пример: биполярное токовое зеркало с вырождением эмиттера.

Рисунок 3: Биполярный текущее зеркало: я₁ это эталонный ток и я₂ это выходной ток; символы нижнего регистра указывают, что это Всего токи, которые включают компоненты постоянного тока

Рисунок 4: Биполярное токовое зеркало слабого сигнала: я₁ - амплитуда слабого сигнала эталонный ток и я₂ - амплитуда слабого сигнала выходной ток

На рис. 3 показано биполярное токовое зеркало с эмиттерными резисторами для увеличения выходного сопротивления.^{[nb 1]} Транзистор Q₁ является диод подключен, то есть его напряжение коллектор-база равно нулю. На рисунке 4 показана схема слабого сигнала, эквивалентная рисунку 3. Транзистор. Q₁ представлен его сопротивлением эмиттера р_E ≈ V_Т / I_E (V_Т = тепловое напряжение, я_E = Q-точка ток эмиттера), упрощение стало возможным, потому что зависимый источник тока в модели гибридного пи для Q₁ потребляет тот же ток, что и резистор 1 /г_м подключен через р_π. Второй транзистор Q₂ представлен своим гибридная пи модель. В таблице 1 ниже показаны выражения z-параметра, которые делают z-эквивалентную схему на Рисунке 2 электрически эквивалентной схеме слабого сигнала на Рисунке 4.

Таблица 1

	Выражение	Приближение
${ displaystyle R_ {21} = left. { frac {V_ {2}} {I_ {1}}} right | _ {I_ {2} = 0}}$	${ displaystyle - ( beta r_ {O} -R_ {E}) { frac {r_ {E} + R_ {E}} {r _ { pi} + r_ {E} + 2R_ {E}}}}$	${ displaystyle - beta r_ {o} { frac {r_ {E} + R_ {E}} {r _ { pi} + 2R_ {E}}}}$
${ displaystyle R_ {11} = left. { frac {V_ {1}} {I_ {1}}} right | _ {I_ {2} = 0}}$	${ displaystyle (r_ {E} + R_ {E}) | (r _ { pi} + R_ {E})}$[nb 2]
${ displaystyle R_ {22} = left. { frac {V_ {2}} {I_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0}}$	${ displaystyle left (1+ beta { frac {R_ {E}} {r _ { pi} + r_ {E} + 2R_ {E}}}} right) r_ {O} + { frac {r_ { pi} + r_ {E} + R_ {E}} {r _ { pi} + r_ {E} + 2R_ {E}}} R_ {E}}$	${ displaystyle left (1+ beta { frac {R_ {E}} {r _ { pi} + 2R_ {E}}} right) r_ {O}}$
${ displaystyle R_ {12} = left. { frac {V_ {1}} {I_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0}}$	${ displaystyle R_ {E} { frac {r_ {E} + R_ {E}} {r _ { pi} + r_ {E} + 2R_ {E}}}}$	${ displaystyle R_ {E} { frac {r_ {E} + R_ {E}} {r _ { pi} + 2R_ {E}}}}$

Отрицательная обратная связь, создаваемая резисторами р_E можно увидеть в этих параметрах. Например, при использовании в качестве активной нагрузки в дифференциальном усилителе, я₁ ≈ −I₂, что делает выходной импеданс зеркала приблизительно р₂₂ -Р₂₁ ≈ 2 β р_Ор_E /(р_π + 2R_E) по сравнению только с р_О без обратной связи (то есть с р_E = 0 Ом). В то же время, импеданс на опорной стороне зеркала приблизительно р₁₁ − р₁₂ ≈ ${ displaystyle { frac {r _ { pi}} {r _ { pi} + 2R_ {E}}}}$${ displaystyle (r_ {E} + R_ {E})}$, только умеренное значение, но все же больше, чем р_E без обратной связи. В приложении дифференциального усилителя большое выходное сопротивление увеличивает коэффициент усиления в разностном режиме, что хорошо, а маленькое входное сопротивление зеркала желательно избегать. Эффект Миллера.

Параметры проводимости (y-параметры)

Рисунок 5: Y-эквивалент двух портов с отображением независимых переменных V₁ и V₂. Хотя резисторы показаны, вместо них можно использовать общие допуски.

${ displaystyle { begin {bmatrix} I_ {1} I_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} y_ {11} & y_ {12} y_ {21} & y_ {22} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} V_ {1} V_ {2} end {bmatrix}}}$

где

${ displaystyle { begin {align} y_ {11} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {I_ {1}} {V_ {1}} } right | _ {V_ {2} = 0} qquad y_ {12} , { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {I_ {1}} { V_ {2}}} right | _ {V_ {1} = 0} y_ {21} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { Frac { I_ {2}} {V_ {1}}} right | _ {V_ {2} = 0} qquad y_ {22} , { stackrel { text {def}} {=}} , left . { frac {I_ {2}} {V_ {2}}} right | _ {V_ {1} = 0} end {align}}}$

Все Y-параметры имеют размеры Сименс.

Для ответных сетей ${ displaystyle textstyle y_ {12} = y_ {21}}$. Для симметричных сетей ${ displaystyle textstyle y_ {11} = y_ {22}}$. Для взаимных сетей без потерь все ${ displaystyle textstyle y _ { mathrm {mn}}}$ чисто мнимые.^[7]

Гибридные параметры (h-параметры)

Рисунок 6: H-эквивалент двух портов, показывающий независимые переменные я₁ и V₂; час₂₂ возвратно-поступательно образует резистор

${ displaystyle { begin {bmatrix} V_ {1} I_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} h_ {11} & h_ {12} h_ {21} & h_ {22} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} I_ {1} V_ {2} end {bmatrix}}}$

где

${ displaystyle { begin {align} h_ {11} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {V_ {1}} {I_ {1}} } right | _ {V_ {2} = 0} qquad h_ {12} , { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {V_ {1}} { V_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0} h_ {21} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { Frac { I_ {2}} {I_ {1}}} right | _ {V_ {2} = 0} qquad h_ {22} , { stackrel { text {def}} {=}} , left . { frac {I_ {2}} {V_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0} end {align}}}$

Эта схема часто выбирается, когда на выходе требуется усилитель тока. Вместо этого резисторы, показанные на схеме, могут иметь общий импеданс.

Внедиагональные h-параметры безразмерный, а диагональные элементы имеют размеры, обратные друг другу.

Пример: усилитель с общей базой

Рисунок 7: Усилитель с общей базой и источником переменного тока я₁ как вход сигнала и неопределенное напряжение поддержки нагрузки V₂ и зависимый ток я₂.

Заметка: Табличные формулы в таблице 2 показывают, что h-эквивалентная схема транзистора на рисунке 6 согласуется с его малосигнальной низкочастотной схемой. гибридная пи модель на рисунке 7. Обозначения: р_π = сопротивление базы транзистора, р_О = выходное сопротивление, и г_м = крутизна. Отрицательный знак для час₂₁ отражает соглашение, что я₁, я₂ положительны, когда направлено в двухпортовый. Ненулевое значение для час₁₂ означает, что выходное напряжение влияет на входное напряжение, то есть этот усилитель двусторонний. Если час₁₂ = 0, усилитель односторонний.

Таблица 2

	Выражение	Приближение
${ displaystyle h_ {21} = left. { frac {I_ {2}} {I_ {1}}} right | _ {V_ {2} = 0}}$	${ displaystyle - { frac {{ frac { beta} { beta +1}} r_ {O} + r _ { pi}} {r_ {O} + r _ { pi}}}}$	${ displaystyle - { frac { beta} { beta +1}}}$
${ displaystyle h_ {11} = left. { frac {V_ {1}} {I_ {1}}} right | _ {V_ {2} = 0}}$	${ displaystyle r _ { pi} | r_ {O}}$	${ displaystyle r _ { pi}}$
${ displaystyle h_ {22} = left. { frac {I_ {2}} {V_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0}}$	${ displaystyle { frac {1} {( beta +1) (r_ {O} + r _ { pi})}}}$	${ displaystyle { frac {1} {( beta +1) r_ {O}}}}$
${ displaystyle h_ {12} = left. { frac {V_ {1}} {V_ {2}}} right | _ {I_ {1} = 0}}$	${ displaystyle { frac {r _ { pi}} {r_ {O} + r _ { pi}}}}$	${ displaystyle { frac {r _ { pi}} {r_ {O}}} ll 1}$

История

Первоначально h-параметры назывались последовательно-параллельные параметры. Период, термин гибридный для описания этих параметров был придуман Д. А. Альсбергом в 1953 г. в «Метрологии транзисторов».^[8] В 1954 г. объединенный комитет IRE и AIEE принял термин h параметры и рекомендовал, чтобы они стали стандартным методом тестирования и определения характеристик транзисторов, поскольку они «особенно хорошо адаптируются к физическим характеристикам транзисторов».^[9] В 1956 г. рекомендация стала выпущенным стандартом; 56 IRE 28.S2. После слияния этих двух организаций как IEEE, стандарт стал Std 218-1956 и был подтвержден в 1980 году, но теперь был отменен.^[10]

Обратные гибридные параметры (g-параметры)

Рисунок 8: G-эквивалент с двумя портами, показывающий независимые переменные V₁ и я₂; г₁₁ возвратно-поступательно образует резистор

${ displaystyle { begin {bmatrix} I_ {1} V_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} g_ {11} & g_ {12} g_ {21} & g_ {22} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} V_ {1} I_ {2} end {bmatrix}}}$

где

${ displaystyle { begin {align} g_ {11} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {I_ {1}} {V_ {1}} } right | _ {I_ {2} = 0} qquad g_ {12} , { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {I_ {1}} { I_ {2}}} right | _ {V_ {1} = 0} g_ {21} , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { Frac { V_ {2}} {V_ {1}}} right | _ {I_ {2} = 0} qquad g_ {22} , { stackrel { text {def}} {=}} , left . { frac {V_ {2}} {I_ {2}}} right | _ {V_ {1} = 0} end {align}}}$

Часто эту схему выбирают, когда на выходе требуется усилитель напряжения. Внедиагональные g-параметры безразмерны, а диагональные элементы имеют размеры, обратные друг другу. Вместо этого резисторы, показанные на схеме, могут иметь общий импеданс.

Пример: усилитель с общей базой

Рисунок 9: Усилитель с общей базой и источником переменного напряжения V₁ как вход сигнала и неопределенный ток, обеспечивающий нагрузку я₂ при зависимом напряжении V₂.

Заметка: Табличные формулы в Таблице 3 показывают, что g-эквивалентная схема транзистора на Рисунке 8 согласуется с его малосигнальной низкочастотной схемой. гибридная пи модель на рисунке 9. Обозначения: р_π = сопротивление базы транзистора, р_О = выходное сопротивление, и г_м = крутизна. Отрицательный знак для г₁₂ отражает соглашение, что я₁, я₂ положительны, когда направлено в двухпортовый. Ненулевое значение для г₁₂ означает, что выходной ток влияет на входной ток, то есть этот усилитель двусторонний. Если г₁₂ = 0, усилитель односторонний.

Таблица 3

	Выражение	Приближение
${ displaystyle g_ {21} = left. { frac {V_ {2}} {V_ {1}}} right | _ {I_ {2} = 0}}$	${ displaystyle { frac {r_ {o}} {r _ { pi}}} + g_ {m} r_ {O} +1}$	${ displaystyle g_ {m} r_ {O}}$
${ displaystyle g_ {11} = left. { frac {I_ {1}} {V_ {1}}} right | _ {I_ {2} = 0}}$	${ displaystyle { frac {1} {r _ { pi}}}}$	${ displaystyle { frac {1} {r _ { pi}}}}$
${ displaystyle g_ {22} = left. { frac {V_ {2}} {I_ {2}}} right | _ {V_ {1} = 0}}$	${ displaystyle r_ {O}}$	${ displaystyle r_ {O}}$
${ displaystyle g_ {12} = left. { frac {I_ {1}} {I_ {2}}} right | _ {V_ {1} = 0}}$	${ displaystyle - { frac { beta +1} { beta}}}$	${ displaystyle -1}$

ABCD-параметры

В ABCD-параметры известны как параметры цепочки, каскада или передачи. Дан ряд определений для ABCD параметры, наиболее распространенным является,^[11][12]

${ displaystyle { begin {bmatrix} V_ {1} I_ {1} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} A&B C&D end {bmatrix}} { begin {bmatrix} V_ { 2} - I_ {2} end {bmatrix}}}$

где

${ displaystyle { begin {align} A , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {V_ {1}} {V_ {2}}} right | _ {I_ {2} = 0} & qquad B , & { stackrel { text {def}} {=}} , left .- { frac {V_ {1}} {I_ {2 }}} right | _ {V_ {2} = 0} C , & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {I_ {1}} { V_ {2}}} right | _ {I_ {2} = 0} & qquad D , & { stackrel { text {def}} {=}} , left .- { frac {I_ {1}} {I_ {2}}} right | _ {V_ {2} = 0} end {align}}}$

Для ответных сетей ${ displaystyle scriptstyle AD-BC = 1}$. Для симметричных сетей ${ displaystyle scriptstyle A = D}$. Для сетей, которые являются взаимными и без потерь, А и D чисто реальные пока B и C чисто мнимые.^[6]

Это представление является предпочтительным, потому что, когда параметры используются для представления каскада из двух портов, матрицы записываются в том же порядке, что и диаграмма сети, то есть слева направо. Однако также используется определение варианта^[13],

${ displaystyle { begin {bmatrix} V_ {2} - I_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} A '& B' C '& D' end {bmatrix}} { begin {bmatrix} V_ {1} I_ {1} end {bmatrix}}}$

где

${ displaystyle { begin {align} A ', & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {V_ {2}} {V_ {1}}} right | _ {I_ {1} = 0} & qquad B ', & { stackrel { text {def}} {=}} , left. { frac {V_ {2}} {I_ { 1}}} right | _ {V_ {1} = 0} C ', & { stackrel { text {def}} {=}} , left .- { frac {I_ {2 }} {V_ {1}}} right | _ {I_ {1} = 0} & qquad D ', & { stackrel { text {def}} {=}} , left .- { frac {I_ {2}} {I_ {1}}} right | _ {V_ {1} = 0} end {align}}}$

Отрицательный знак ${ displaystyle scriptstyle -I_ {2}}$ возникает, чтобы сделать выходной ток одного каскадного каскада (как он отображается в матрице) равным входному току следующего. Без знака «минус» два тока имели бы противоположные значения, потому что положительное направление тока по соглашению принимается за ток, входящий в порт. Следовательно, вектор матрицы входного напряжения / тока может быть непосредственно заменен матричным уравнением предшествующего каскадного каскада, чтобы сформировать комбинированный ${ displaystyle scriptstyle A'B'C'D '}$ матрица.

Терминология представления ${ displaystyle scriptstyle ABCD}$ параметры в виде матрицы элементов, обозначенных а₁₁ и т.д., принятые некоторыми авторами^[14] и обратное ${ displaystyle scriptstyle A'B'C'D '}$ параметры в виде матрицы элементов, обозначенных б₁₁ и т.д. используется здесь как для краткости, так и во избежание путаницы с элементами схемы.

${ displaystyle { begin {align} left lbrack mathbf {a} right rbrack & = { begin {bmatrix} a_ {11} & a_ {12} a_ {21} & a_ {22} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} A&B C&D end {bmatrix}} left lbrack mathbf {b} right rbrack & = { begin {bmatrix} b_ {11} & b_ { 12} b_ {21} & b_ {22} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} A '& B' C '& D' end {bmatrix}} end {выравнивается}}}$

An ABCD Матрица была определена для четырехпроводных систем передачи телефонии П. К. Уэббом в отчете 630 Исследовательского отдела почтового отделения Великобритании в 1977 году.

Таблица параметров передачи

В таблице ниже перечислены ABCD и обратный ABCD параметры для некоторых простых сетевых элементов.

Элемент	[а] матрица	[b] матрица	Замечания
Последовательный импеданс	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & Z 0 & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & -Z 0 & 1 end {bmatrix}}}$	Z, импеданс
Вход шунта	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & 0 Y & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & 0 - Y & 1 end {bmatrix}}}$	Y, допуск
Индуктор серии	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & sL 0 & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & -sL 0 & 1 end {bmatrix}}}$	L, индуктивность s, комплексная угловая частота
Шунтирующий индуктор	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & 0 {1 over sL} & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & 0 - { frac {1} {sL}} & 1 end {bmatrix}}}$	L, индуктивность s, комплексная угловая частота
Последовательный конденсатор	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & {1 over sC} 0 & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & - { frac {1} {sC}} 0 & 1 end {bmatrix}}}$	C, емкость s, комплексная угловая частота
Шунтирующий конденсатор	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & 0 sC & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} 1 & 0 - sC & 1 end {bmatrix}}}$	C, емкость s, комплексная угловая частота
Линия передачи	${ displaystyle { begin {bmatrix} cosh left ( gamma l right) & Z_ {0} sinh left ( gamma l right) { frac {1} {Z_ {0}}} sinh left ( gamma l right) & ch left ( gamma l right) end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} cosh left ( gamma l right) & - Z_ {0} sinh left ( gamma l right) - { frac {1} {Z_ {0 }}} sinh left ( gamma l right) & ch left ( gamma l right) end {bmatrix}}}$ [15]	Z0, характеристическое сопротивление γ, постоянная распространения (${ Displaystyle гамма = альфа + я бета}$) л, длина ЛЭП (м)

Параметры рассеяния (S-параметры)

Рис 17. Терминология волн, используемых в S-определение параметра.

Все предыдущие параметры определены в терминах напряжений и токов на портах. S-параметры разные и определяются с точки зрения инцидента и отраженные волны в портах. S-параметры используются в основном при УВЧ и микроволновая печь частоты, на которых становится трудно измерить напряжение и ток напрямую. С другой стороны, падающую и отраженную мощность легко измерить с помощью направленные ответвители. Определение таково:^[16]

${ displaystyle { begin {bmatrix} b_ {1} b_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} S_ {11} & S_ {12} S_ {21} & S_ {22} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} a_ {1} a_ {2} end {bmatrix}}}$

где ${ displaystyle scriptstyle a_ {k}}$ падающие волны и ${ displaystyle scriptstyle b_ {k}}$ отраженные волны в порту k. Принято определять ${ displaystyle scriptstyle a_ {k}}$ и ${ displaystyle scriptstyle b_ {k}}$ в терминах квадратного корня из мощности. Следовательно, существует связь с волновыми напряжениями (подробности см. В основной статье).^[17]

Для ответных сетей ${ Displaystyle textstyle S_ {12} = S_ {21}}$. Для симметричных сетей ${ displaystyle textstyle S_ {11} = S_ {22}}$. Для антиметрических сетей ${ displaystyle textstyle S_ {11} = - S_ {22}}$.^[18] Для взаимных сетей без потерь ${ displaystyle textstyle | S_ {11} | = | S_ {22} |}$ и ${ displaystyle textstyle | S_ {11} | ^ {2} + | S_ {12} | ^ {2} = 1}$.^[19]

Параметры передачи рассеяния (Т-параметры)

Параметры передачи рассеяния, как и параметры рассеяния, определяются в терминах падающих и отраженных волн. Разница в том, что Т-параметры связывают волны в порту 1 с волнами в порту 2, тогда как S-параметры связывают отраженные волны с падающими волнами. В этом отношении Т-параметры выполняют ту же роль, что и ABCD параметры и разрешить Т-параметры каскадных сетей, рассчитываемые умножением матриц компонентных сетей. Т-параметры, вроде ABCD параметры, также могут называться параметрами передачи. Определение таково:^[16][20]

${ displaystyle { begin {bmatrix} a_ {1} b_ {1} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} T_ {11} & T_ {12} T_ {21} & T_ {22} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} b_ {2} a_ {2} end {bmatrix}}}$

Т-параметры не так просто измерить напрямую в отличие от S-параметры. Однако, S-параметры легко конвертируются в Т-параметры, подробности см. в основной статье.^[21]

Комбинации двухпортовых сетей

Когда две или более двухпортовых сетей соединены, двухпортовые параметры объединенной сети могут быть найдены путем выполнения матричной алгебры над матрицами параметров для двухпортовых компонентных сетей. Операцию с матрицей можно сделать особенно простой с помощью соответствующего выбора параметров двух портов, чтобы соответствовать форме соединения двух портов. Например, z-параметры лучше всего подходят для последовательно соединенных портов.

Правила комбинирования следует применять осторожно. Некоторые соединения (при объединении разнородных потенциалов) приводят к тому, что условие порта становится недействительным, и правило комбинирования больше не применяется. А Брюнский тест можно использовать для проверки допустимости комбинации. Эту трудность можно преодолеть, разместив на выходах проблемных двухпортов идеальные трансформаторы 1: 1. Это не изменяет параметры двух портов, но гарантирует, что они будут продолжать соответствовать условию порта при соединении. Пример этой проблемы показан для последовательного соединения на рисунках 11 и 12 ниже.^[22]

Последовательное соединение

Рис 10. Две двухпортовые сети с входными портами, подключенными последовательно, и выходными портами, подключенными последовательно.

Когда два порта подключены в последовательно-последовательную конфигурацию, как показано на рисунке 10, лучшим выбором двухпортового параметра является параметр z-параметры. В z-параметры объединенной сети находятся путем сложения матриц двух отдельных z-параметрические матрицы.^[23][24]

${ Displaystyle lbrack mathbf {z} rbrack = lbrack mathbf {z} rbrack _ {1} + lbrack mathbf {z} rbrack _ {2}}$

Рис. 11. Пример неправильного подключения двух портов. р₁ нижнего двухпортового шунтирования произошло короткое замыкание.

Рис 12. Использование идеальных трансформаторов для восстановления состояния портов взаимосвязанных сетей.

Как упоминалось выше, есть некоторые сети, которые не поддаются прямому анализу.^[22] Простой пример - двухпортовый, состоящий из L-сети резисторов. р₁ и р₂. В z-параметры для этой сети есть;

${ displaystyle lbrack mathbf {z} rbrack _ {1} = { begin {bmatrix} R_ {1} + R_ {2} & R_ {2} R_ {2} & R_ {2} end {bmatrix }}}$

На рисунке 11 показаны две идентичные такие сети, соединенные последовательно. Общая z-параметры, предсказываемые сложением матриц:

${ displaystyle lbrack mathbf {z} rbrack = lbrack mathbf {z} rbrack _ {1} + lbrack mathbf {z} rbrack _ {2} = 2 lbrack mathbf {z} rbrack _ {1} = { begin {bmatrix} 2R_ {1} + 2R_ {2} & 2R_ {2} 2R_ {2} и 2R_ {2} end {bmatrix}}}$

Однако прямой анализ комбинированной схемы показывает, что,

${ displaystyle lbrack mathbf {z} rbrack = { begin {bmatrix} R_ {1} + 2R_ {2} & 2R_ {2} 2R_ {2} & 2R_ {2} end {bmatrix}}}$

Расхождение объясняется тем, что р₁ двух нижних портов было шунтировано из-за короткого замыкания между двумя выводами портов вывода. Это приводит к отсутствию тока, протекающего через один терминал в каждом из входных портов двух отдельных сетей. Следовательно, состояние порта нарушается для обоих входных портов исходных сетей, поскольку ток все еще может течь в другой терминал. Эту проблему можно решить, вставив идеальный трансформатор в выходной порт хотя бы в одной из двухпортовых сетей. Хотя это обычный учебный подход к представлению теории двух портов, практичность использования трансформаторов - это вопрос, который нужно решать для каждой отдельной конструкции.

Параллельно-параллельное соединение

Рис 13. Две двухпортовые сети с входными портами, подключенными параллельно, и выходными портами, подключенными параллельно.

Когда два порта соединены в параллельную конфигурацию, как показано на рисунке 13, лучшим выбором параметра двух портов является параметр у-параметры. В у-параметры объединенной сети находятся путем сложения матриц двух отдельных у-параметрические матрицы.^[25]

${ Displaystyle lbrack mathbf {y} rbrack = lbrack mathbf {y} rbrack _ {1} + lbrack mathbf {y} rbrack _ {2}}$

Последовательно-параллельное соединение

Рис 14. Две двухпортовые сети с входными портами, подключенными последовательно, и выходными портами, подключенными параллельно.

Когда два порта соединены в последовательно-параллельной конфигурации, как показано на рисунке 14, лучшим выбором параметра двух портов является параметр час-параметры. В час-параметры объединенной сети находятся путем сложения матриц двух отдельных час-параметрические матрицы.^[26]

${ displaystyle lbrack mathbf {h} rbrack = lbrack mathbf {h} rbrack _ {1} + lbrack mathbf {h} rbrack _ {2}}$

Параллельно-последовательное соединение

Рис.15. Две двухпортовые сети с входными портами, подключенными параллельно, и выходными портами, подключенными последовательно.

Когда два порта соединены последовательно, как показано на рисунке 15, лучшим выбором двухпортового параметра является параметр г-параметры. В г-параметры объединенной сети находятся путем сложения матриц двух отдельных г-параметрические матрицы.

${ Displaystyle lbrack mathbf {g} rbrack = lbrack mathbf {g} rbrack _ {1} + lbrack mathbf {g} rbrack _ {2}}$

Каскадное подключение

Рис.16. Две двухпортовые сети, в которых выходной порт первого подключен к входному порту второго.

Когда два порта соединены с выходным портом первого, подключенным к входному порту второго (каскадное соединение), как показано на рисунке 16, лучшим выбором двухпортового параметра является параметр ABCD-параметры. В а-параметры объединенной сети находятся путем матричного умножения двух отдельных а-параметрические матрицы.^[27]

${ displaystyle lbrack mathbf {a} rbrack = lbrack mathbf {a} rbrack _ {1} cdot lbrack mathbf {a} rbrack _ {2}}$

Цепочка п два порта могут быть объединены путем матричного умножения п матрицы. Чтобы объединить каскад б-параметрические матрицы, они снова перемножаются, но умножение нужно производить в обратном порядке, чтобы;

${ Displaystyle lbrack mathbf {b} rbrack = lbrack mathbf {b} rbrack _ {2} cdot lbrack mathbf {b} rbrack _ {1}}$

пример

Предположим, у нас есть двухпортовая сеть, состоящая из последовательного резистора р за которым следует шунтирующий конденсатор C. Мы можем смоделировать всю сеть как каскад двух более простых сетей:

${ displaystyle { begin {align} [] left lbrack mathbf {b} right rbrack _ {1} & = { begin {bmatrix} 1 & -R 0 & 1 end {bmatrix}} left lbrack mathbf {b} right rbrack _ {2} & = { begin {bmatrix} 1 & 0 - sC & 1 end {bmatrix}} end {выравнивается}}}$

Матрица передачи для всей сети ${ Displaystyle scriptstyle lbrack mathbf {b} rbrack}$ представляет собой просто матричное умножение матриц передачи для двух сетевых элементов:

${ displaystyle { begin {align} [] lbrack mathbf {b} rbrack & = lbrack mathbf {b} rbrack _ {2} cdot lbrack mathbf {b} rbrack _ {1} & = { begin {bmatrix} 1 & 0 - sC & 1 end {bmatrix}} { begin {bmatrix} 1 & -R 0 & 1 end {bmatrix}} & = { begin {bmatrix} 1 & -R - sC & 1 + sCR end {bmatrix}} end {выровненный}}}$

Таким образом:

${ displaystyle { begin {bmatrix} V_ {2} - I_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} 1 & -R - sC & 1 + sCR end {bmatrix}} { begin {bmatrix} V_ {1} I_ {1} end {bmatrix}}}$

Взаимосвязь параметров

	${ Displaystyle mathbf {[г]}}$	${ Displaystyle mathbf {[у]}}$	${ Displaystyle mathbf {[ч]}}$	${ Displaystyle mathbf {[г]}}$	${ Displaystyle mathbf {[а]}}$	${ displaystyle mathbf {[b]}}$
${ Displaystyle mathbf {[г]}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} z_ {11} & z_ {12} z_ {21} & z_ {22} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} { Delta mathbf {[y]}}} { begin {bmatrix} y_ {22} & - y_ {12} - y_ {21} & y_ {11} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {h_ {22}}} { begin {bmatrix} Delta mathbf {[h]} & h_ {12} - h_ {21} & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {g_ {11}}} { begin {bmatrix} 1 & -g_ {12} g_ {21} & Delta mathbf {[g]} end {bmatrix}} }$	${ displaystyle { frac {1} {a_ {21}}} { begin {bmatrix} a_ {11} & Delta mathbf {[a]} 1 & a_ {22} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {b_ {21}}} { begin {bmatrix} -b_ {22} & - 1 - Delta mathbf {[b]} & -b_ {11} end {bmatrix}}}$
${ Displaystyle mathbf {[у]}}$	${ displaystyle { frac {1} { Delta mathbf {[z]}}} { begin {bmatrix} z_ {22} & - z_ {12} - z_ {21} & z_ {11} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} y_ {11} & y_ {12} y_ {21} & y_ {22} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {h_ {11}}} { begin {bmatrix} 1 & -h_ {12} h_ {21} & Delta mathbf {[h]} end {bmatrix}} }$	${ displaystyle { frac {1} {g_ {22}}} { begin {bmatrix} Delta mathbf {[g]} & g_ {12} - g_ {21} & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {a_ {12}}} { begin {bmatrix} a_ {22} & - Delta mathbf {[a]} - 1 & a_ {11} end {bmatrix}} }$	${ displaystyle { frac {1} {b_ {12}}} { begin {bmatrix} -b_ {11} & 1 Delta mathbf {[b]} & -b_ {22} end {bmatrix} }}$
${ Displaystyle mathbf {[ч]}}$	${ displaystyle { frac {1} {z_ {22}}} { begin {bmatrix} Delta mathbf {[z]} & z_ {12} - z_ {21} & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {y_ {11}}} { begin {bmatrix} 1 & -y_ {12} y_ {21} & Delta mathbf {[y]} end {bmatrix}} }$	${ displaystyle { begin {bmatrix} h_ {11} & h_ {12} h_ {21} & h_ {22} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} { Delta mathbf {[g]}}} { begin {bmatrix} g_ {22} & - g_ {12} - g_ {21} & g_ {11} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {a_ {22}}} { begin {bmatrix} a_ {12} & Delta mathbf {[a]} - 1 & a_ {21} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {b_ {11}}} { begin {bmatrix} -b_ {12} & 1 - Delta mathbf {[b]} & -b_ {21} end {bmatrix }}}$
${ Displaystyle mathbf {[г]}}$	${ displaystyle { frac {1} {z_ {11}}} { begin {bmatrix} 1 & -z_ {12} z_ {21} & Delta mathbf {[z]} end {bmatrix}} }$	${ displaystyle { frac {1} {y_ {22}}} { begin {bmatrix} Delta mathbf {[y]} & y_ {12} - y_ {21} & 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} { Delta mathbf {[h]}}} { begin {bmatrix} h_ {22} & - h_ {12} - h_ {21} & h_ {11} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} g_ {11} & g_ {12} g_ {21} & g_ {22} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {a_ {11}}} { begin {bmatrix} a_ {21} & - Delta mathbf {[a]} 1 & a_ {12} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {b_ {22}}} { begin {bmatrix} -b_ {21} & - 1 Delta mathbf {[b]} & -b_ {12} end { bmatrix}}}$
${ Displaystyle mathbf {[а]}}$	${ displaystyle { frac {1} {z_ {21}}} { begin {bmatrix} z_ {11} & Delta mathbf {[z]} 1 & z_ {22} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {y_ {21}}} { begin {bmatrix} -y_ {22} & - 1 - Delta mathbf {[y]} & -y_ {11} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {h_ {21}}} { begin {bmatrix} - Delta mathbf {[h]} & -h_ {11} - h_ {22} & - 1 end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} {g_ {21}}} { begin {bmatrix} 1 & g_ {22} g_ {11} & Delta mathbf {[g]} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} a_ {11} & a_ {12} a_ {21} & a_ {22} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { frac {1} { Delta mathbf {[b]}}} { begin {bmatrix} b_ {22} & - b_ {12} - b_ {21} & b_ {11} end {bmatrix}}}$
${ displaystyle mathbf {[b]}}$	${ displaystyle { frac {1} {z_ {12}}} { begin {bmatrix} z_ {22} & - Delta mathbf {[z]} - 1 & z_ {11} end {bmatrix}} }$	${ displaystyle { frac {1} {y_ {12}}} { begin {bmatrix} -y_ {11} & 1 Delta mathbf {[y]} & -y_ {22} end {bmatrix} }}$	${ displaystyle { frac {1} {h_ {12}}} { begin {bmatrix} 1 & -h_ {11} - h_ {22} & Delta mathbf {[h]} end {bmatrix} }}$	${ displaystyle { frac {1} {g_ {12}}} { begin {bmatrix} - Delta mathbf {[g]} & g_ {22} g_ {11} & - 1 end {bmatrix} }}$	${ displaystyle { frac {1} { Delta mathbf {[a]}}} { begin {bmatrix} a_ {22} & - a_ {12} - a_ {21} & a_ {11} end {bmatrix}}}$	${ displaystyle { begin {bmatrix} b_ {11} & b_ {12} b_ {21} & b_ {22} end {bmatrix}}}$

куда ${ Displaystyle Delta mathbf {[х]}}$ это детерминант из [Икс].

Определенные пары матриц имеют особенно простую взаимосвязь. Параметры проводимости - это матрица обратная параметров импеданса, обратные гибридные параметры представляют собой матрицу, обратную гибридным параметрам, а [б] форма ABCD-параметров представляет собой матрицу, обратную [а] форма. Это,

${ Displaystyle { begin {align} left [ mathbf {y} right] & = left [ mathbf {z} right] ^ {- 1} left [ mathbf {g} right ] & = left [ mathbf {h} right] ^ {- 1} left [ mathbf {b} right] & = left [ mathbf {a} right] ^ {- 1} конец {выровнено}}}$

Сети с более чем двумя портами

Хотя двухпортовые сети очень распространены (например, усилители и фильтры), другие электрические сети, такие как направленные ответвители и циркуляторы иметь более 2 портов. Следующие представления также применимы к сетям с произвольным количеством портов:

• Прием (у) параметры
• Импеданс (z) параметры
• Рассеяние (S) параметры

Например, параметры импеданса трех портов приводят к следующей зависимости:

${ displaystyle { begin {bmatrix} V_ {1} V_ {2} V_ {3} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} Z_ {11} & Z_ {12} & Z_ {13} Z_ {21} & Z_ {22} & Z_ {23} Z_ {31} & Z_ {32} & Z_ {33} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} I_ {1} I_ {2} I_ {3} end {bmatrix}}}$

Однако следующие представления обязательно ограничиваются двухпортовыми устройствами:

• Гибрид (час) параметры
• Обратный гибрид (г) параметры
• Передача инфекции (ABCD) параметры
• Перенос рассеяния (Т) параметры

Сворачивание двух портов в один порт

Двухпортовая сеть имеет четыре переменных, две из которых независимы. Если один из портов завершается нагрузкой без независимых источников, тогда нагрузка обеспечивает взаимосвязь между напряжением и током этого порта. Теряется некоторая степень свободы. Теперь у схемы есть только один независимый параметр. Двухпортовый становится однопортовый сопротивление оставшейся независимой переменной.

Например, рассмотрим параметры импеданса

${ displaystyle { begin {bmatrix} V_ {1} V_ {2} end {bmatrix}} = { begin {bmatrix} z_ {11} & z_ {12} z_ {21} & z_ {22} end {bmatrix}} { begin {bmatrix} I_ {1} I_ {2} end {bmatrix}}}$

Подключение нагрузки, Z_L на порт 2 эффективно добавляет ограничение

${ displaystyle V_ {2} = - Z_ {L} I_ {2} ,}$

Отрицательный знак связан с тем, что положительное направление для I2 направлено в двухпортовый, а не в нагрузку. Дополненные уравнения становятся

${ displaystyle { begin {align} V_ {1} & = Z_ {11} I_ {1} + Z_ {12} I_ {2} - Z_ {L} I_ {2} & = Z_ {21} I_ {1} + Z_ {22} I_ {2} end {align}}}$

Второе уравнение легко решается относительно я₂ как функция я₁ и это выражение может заменить я₂ в первом уравнении оставляя V₁ ( и V₂ и я₂ ) как функции я₁

${ displaystyle { begin {align} I_ {2} & = - { frac {Z_ {21}} {Z_ {L} + Z_ {22}}} I_ {1} V_ {1} & = Z_ {11} I_ {1} - { frac {Z_ {12} Z_ {21}} {Z_ {L} + Z_ {22}}} I_ {1} & = left (Z_ {11} - { frac {Z_ {12} Z_ {21}} {Z_ {L} + Z_ {22}}} right) I_ {1} = Z _ { mathrm {in}} I_ {1} end {выровнено}} }$

Итак, по сути, я₁ видит входной импеданс ${ Displaystyle Z _ { mathrm {in}} ,}$ и влияние двух портов на входную цепь было эффективно сведено к одному порту; то есть простой двухполюсный импеданс.

Смотрите также

• Параметры пропускной способности
• Параметры импеданса
• Параметры рассеяния
• Матрица передачи лучей

Примечания

использованная литература

Список используемой литературы

• Карлин, HJ, Civalleri, PP, Конструкция широкополосной схемы, CRC Press, 1998. ISBN 0-8493-7897-4.
• Уильям Ф. Иган, Практический дизайн радиочастотной системы, Wiley-IEEE, 2003 г. ISBN 0-471-20023-9.
• Фараго, П.С., Введение в линейный сетевой анализ, The English Universities Press Ltd, 1961.
• Gray, P.R .; Hurst, P.J .; Lewis, S.H .; Мейер, Р. (2001). Анализ и проектирование аналоговых интегральных схем (4-е изд.). Нью-Йорк: Вили. ISBN 0-471-32168-0.
• Гош, Смараджит, Теория сетей: анализ и синтез, Prentice Hall of India ISBN 81-203-2638-5.
• Jaeger, R.C .; Блэлок, Т. (2006). Проектирование микроэлектронных схем (3-е изд.). Бостон: Макгроу – Хилл. ISBN 978-0-07-319163-8.
• Маттеи, Янг, Джонс, Микроволновые фильтры, сети согласования импеданса и структуры связи, Макгроу-Хилл, 1964.
• Махмуд Нахви, Джозеф Эдминистер, Очерк теории и проблем электрических цепей Шаума, McGraw-Hill Professional, 2002 г. ISBN 0-07-139307-2.
• Драгица Василеска, Стивен Маршалл Гудник, Вычислительная электроника, Издательство Morgan & Claypool, 2006 г. ISBN 1-59829-056-8.
• Клейтон Р. Пол, Анализ многопроводных линий передачи, Джон Уайли и сыновья, 2008 г. ISBN 0470131543, 9780470131541.

история h-параметров

• Д. А. Альсберг, «Метрология транзисторов», IRE Convention Record, часть 9, с. 39-44, 1953.
  • также опубликовано как «Транзисторная метрология», Сделки IRE Professional Group по электронным устройствам, т. ЭД-1, вып. 3. С. 12-17 августа 1954 г.
• Объединенный комитет AIEE-IRE, «Предлагаемые методы тестирования транзисторов», Труды Американского института инженеров-электриков: связь и электроника, стр. 725-740, январь 1955 г.
• «Стандарты IRE на твердотельные устройства: методы испытаний транзисторов, 1956 г.», Труды IRE, т. 44, вып. 11. С. 1542-1561, ноябрь 1956 г.
• Стандартные методы тестирования транзисторов IEEE, IEEE Std 218-1956.